摘要：本應(yīng)用筆記闡述了欠采樣接收機(jī)的系統(tǒng)級(jí)重要參數(shù)，并提供了設(shè)計(jì)人員確定這些性能參數(shù)所需要的各種方法，這些參數(shù)包括滿量程范圍、小信號(hào)噪聲底、信噪比和無(wú)雜散動(dòng)態(tài)范圍等。

　　寬帶接收機(jī)設(shè)計(jì)需要采用外差體系結(jié)構(gòu)，以便在有干擾或者阻塞信號(hào)的情況下獲得最佳靈敏度。以蜂窩cdma2000?多載波接收機(jī)設(shè)計(jì)為例，本文討論某些影響模數(shù)轉(zhuǎn)換器(adc)選擇的重要參數(shù)―if頻率、接收機(jī)模擬功率增益、信號(hào)帶寬和adc采樣時(shí)鐘頻率等參數(shù)。通過(guò)這一設(shè)計(jì)實(shí)例，還討論了以下adc參數(shù)：滿量程(fs)功率、小信號(hào)噪聲底(ssnf)、信噪比(snr)和無(wú)雜散動(dòng)態(tài)范圍(sfdr)。16位、80msps max19586 adc在當(dāng)今所有的adc中具有最低的噪聲底，在接收機(jī)設(shè)計(jì)中不需要降低增益或采用自動(dòng)增益控制(agc)。max19586優(yōu)異的噪聲性能以及sfdr性能能夠滿足甚至由于此類應(yīng)用對(duì)adc的要求。

　　外差接收機(jī)包括一級(jí)混頻器(lo1)，將rf波形轉(zhuǎn)換為第一中頻(if)信號(hào)(圖1)�？梢詫�(duì)這一if信號(hào)進(jìn)行數(shù)字化處理或送入第二級(jí)混頻器(lo2)，將其轉(zhuǎn)換為頻率更低的if。把信號(hào)轉(zhuǎn)換到更低if利用了adc良好的噪聲和線性性能，這些性能一般在低頻輸入時(shí)才能夠獲得。采用欠采樣技術(shù)數(shù)字化真實(shí)的帶通信號(hào)，其采樣速率在信號(hào)帶寬內(nèi)符合nyquist定律，而不針對(duì)其絕對(duì)頻率。使用這一方法，adc對(duì)真實(shí)信號(hào)進(jìn)行數(shù)字化，然后利用數(shù)字信號(hào)處理(dsp)技術(shù)，在數(shù)字域?qū)⑵滢D(zhuǎn)換為合成分量。這種方法的優(yōu)勢(shì)在于能夠降低硬件的復(fù)雜性和成本，因?yàn)榍凡蓸蛹夹g(shù)承擔(dān)了部分下變頻任務(wù)。但是，這種體系結(jié)構(gòu)需要時(shí)鐘速率較高的adc，以及較寬的動(dòng)態(tài)范圍(即低噪聲和高線性)。欠采樣技術(shù)除了這些優(yōu)點(diǎn)之外，一個(gè)重要的缺點(diǎn)是噪聲混疊，如果輸入信號(hào)沒(méi)有進(jìn)行充分的帶寬限制，將對(duì)帶內(nèi)的混疊噪聲進(jìn)行數(shù)字化處理并和有用信號(hào)一起轉(zhuǎn)換成基帶信號(hào)，噪聲混疊將導(dǎo)致adc的snr下降。

　　圖1. 利用特性曲線確定超外差接收機(jī)的adc nf、接收機(jī)功率增益、最大阻塞電平的最佳平衡點(diǎn)。

　　圖1所示框圖是蜂窩基站系統(tǒng)采用的典型二次下變頻接收機(jī)，這類接收機(jī)一般包含兩個(gè)相同的接收通道，提供分集接收。如果取消第二級(jí)混頻器，則可得到一次變頻架構(gòu)。假設(shè)adc需要量化三個(gè)相鄰的cdma2000載波，每個(gè)載波的帶寬約為1.23mhz。這些載波信號(hào)轉(zhuǎn)換后將通過(guò)數(shù)字信號(hào)處理器(dsp)進(jìn)行濾波。例如，adc的時(shí)鐘速率為cdma2000載波碼率1.2288msps的64倍，即78.64msps。對(duì)于欠采樣接收機(jī)，時(shí)鐘速率決定了奈奎斯特帶寬(fclk/2)，該指標(biāo)是計(jì)算adc等效噪聲系數(shù)(nf)的重要參數(shù)。

　　假定系統(tǒng)噪聲系數(shù)(nf)的設(shè)計(jì)目標(biāo)是4db，模擬電路部分提供的噪聲系數(shù)為3.8db。在忽略阻塞干擾的情況下，為了滿足系統(tǒng)接收靈敏度的要求，只允許adc為系統(tǒng)增加0.2db的噪聲系數(shù)。需要注意的是4db的噪聲系數(shù)遠(yuǎn)遠(yuǎn)優(yōu)于3gpp2 cdma2000標(biāo)準(zhǔn)的要求，但它代表了眾多蜂窩基站制造商的設(shè)計(jì)目標(biāo)，以便與最低要求相比留出足夠的裕量。圖1給出了在滿足系統(tǒng)噪聲系數(shù)設(shè)計(jì)目標(biāo)的條件下，模擬功率增益和adc nf與天線端所能容許的帶內(nèi)干擾(阻塞)的對(duì)應(yīng)關(guān)系曲線(沒(méi)有使用自動(dòng)增益控制)。對(duì)模擬電路功率增益的要求取決于adc的等效噪聲系數(shù)，而等效噪聲系數(shù)是由已知的滿量程功率電平(以dbm為單位)、ssnf、轉(zhuǎn)換速率計(jì)算得到的。

　　圖2. adc的采樣頻率和中頻頻率確定后，可以確定各種混疊頻帶的情況

　　圖2表示沒(méi)有濾除的噪聲混疊到有用信號(hào)頻帶的過(guò)程，這將提高adc的ssnf，降低信噪比(snr)。上述示例中，三個(gè)cdma2000射頻載波信號(hào)下變頻至135mhz、帶寬為5mhz，并送入adc的輸入端。輸入信號(hào)經(jīng)adc產(chǎn)生的2次與3次諧波不會(huì)混疊到有用信號(hào)頻帶內(nèi)，可以忽略不計(jì)。圖2僅給出了5個(gè)奈奎斯特頻段，實(shí)際上直到16倍奈奎斯特頻率的信號(hào)都會(huì)混疊到有用信號(hào)帶寬內(nèi)，這里假定adc的滿功率輸入帶寬達(dá)到了600mhz。這些混疊信號(hào)如果不進(jìn)行適當(dāng)衰減，將會(huì)降低adc的噪聲性能。

　　假定采樣頻率為78.64msps，有用信號(hào)帶寬為5mhz，混疊頻帶從dc至629.12mhz (8 x fclk)，中心頻率分別為22.28mhz、56.36mhz、100.92mhz、179.56mhz……，606.84mhz。3次和5次混疊頻帶的中心頻率分別偏離奈奎斯特頻率邊緣f1和f2。總的來(lái)說(shuō)，除了在135mhz存在有用信號(hào)外，另外還有15個(gè)混疊信號(hào)，如果只有一個(gè)混疊信號(hào)進(jìn)入adc的輸入端口，將使adc噪聲系數(shù)nf增大10 x log(2) ，或3db。如果帶內(nèi)所有噪聲均進(jìn)入adc，理論上adc的有效噪聲系數(shù)(nf)將會(huì)增大10 x log(15)，或11.8db，此時(shí)假定adc對(duì)有用信號(hào)和各混疊噪聲信號(hào)的量化效果相同。

　　為了濾除混疊頻帶內(nèi)的噪聲，靠近高邊混疊(>177.06mhz)和低邊混疊(<103.42mhz)頻帶的衰減量應(yīng)該不低于16db，以便使混疊信號(hào)對(duì)adc噪聲系數(shù)的影響低于0.2db。更高的衰減量可以更大程度地降低混疊信