前面的部分闡述了串擾是由于相鄰導體間的互容和互感引起的，那么互容和互感也就決定了耦合到相鄰傳輸線上的噪聲。采用如圖1所示的模型來分析串擾噪聲。假設(shè)fr4基板上有兩條相鄰的50ω微帶線，線寬為w，間距為s，耦合長度為l。為了排除反射的影響，在線的兩端端接50ω匹配負載。微帶線1即動態(tài)線的一端接信號源，輸出幅度為iv的上升沿。

　　如圖2所示為圖1給出模型的等效電路，以及信號上升沿在傳輸線上的空間延伸g當信號沿微帶線1傳播時，它除了感受到自身的電容和電感外，還能感受到與微帶線2之間的互容cm和互感l(wèi)m。

　　圖1 串擾分析基本模型

　　圖2 串擾分析基本模型的等效電路

　　在信號波前覆蓋的部分，變化的電壓對cm充電，那么就有電流icm經(jīng)過cm從微帶線1流到微帶線2，此電流在微帶線2上將向兩個方向流動，分別為icm，near和icm，far，且有

　　icm=icm,near+icm,far

　　在每一個時刻，因互容引起的容性耦合電流為

　　式中，v為微帶線1上的信號電壓，cm為信號波前覆蓋區(qū)域上總的耦合電容：

　　cm=cmo×rt×v

　　式中，cmo為單位長度耦合電容，也就是“spice”電容矩陣中的c21。那么，注入到微帶線2上的瞬時容性耦合電流的總量為

　　因傳輸線是均勻的，兩個方向的電流感受的阻抗相同，則有

　　同時，在微帶線1上信號波前覆蓋的部分，電流也在發(fā)生變化，這一變化的電流通過互感在微帶線2上感應(yīng)出電流ilm，方向和微帶線1中的電流相反，如圖3所示。同理可得，微帶線1、2間互感中感應(yīng)的瞬時電壓為

　　式中，lm0為單位長度耦合電容，也就是“spice”電感矩陣中的l21。

　　值得注意的是，瞬時耦合噪聲與耦合電容和電感、信號速度，以及信號強度成正比，而與信號上升時間無關(guān)。因為，雖然上升時間快，信號電壓及電流變化率大，但足，上升時間越快，則信號波前的空間覆蓋區(qū)域越小。

　　上面對瞬時耦合電流、電壓的定義是基于一個假設(shè)：微帶線1、2的耦合區(qū)域長度大于信號波前的空間覆蓋。當信號從驅(qū)動器輸出之后，信號上升沿逐漸移進耦合區(qū)，信號電壓、電流變化率保持不變，但波前覆蓋區(qū)域不斷增大，則耦合電容和耦合電感不斷增大，故瞬時耦合電流和電壓不斷增大，直到信號空間前沿全部進入耦合區(qū)，信號變化率繼續(xù)保持不變，而耦合電容和耦合電感也不再變化，則瞬時耦合電流和電壓達到一個穩(wěn)定值。信號空間前沿的長度為

　　式中，ιsat為飽和長度。在耦合長度小于飽和長度的情況下，瞬時耦合電流和電壓將無法達到上述的穩(wěn)定值。

　　圖3 串擾電流

　　信號是向前傳播的，信號波前的覆蓋區(qū)域也是以速度v向前移動的，則產(chǎn)生感應(yīng)電流的位置也是不斷向前移動的，如圖4所示將其等效為兩個沿微帶線、以速度v向前移動的電流源。這兩個電流源產(chǎn)生的電流一部分傳向近端，形成近端串擾或稱為后向串擾，—部分傳向遠端，形成遠端串擾或稱為前向串擾。但是，這兩個電流源的位置不是固定的，而是以信號傳播速度相同的速度向遠端移動，所以前向串擾和后向串擾表現(xiàn)為不同的形式。

　　圖4 容性串擾和感性串擾

　　容性串擾的近端噪聲和遠端噪聲極性相同，而感性串擾的近端噪聲和遠端噪聲極性則相反。通常，容性串擾和感性串擾是同時存在的，總的串擾為二者疊加。對于近端串擾，總的串擾電壓為

　　近端串擾出現(xiàn)在信號前沿進入耦合區(qū)的瞬間，并不斷增大，在信號前沿完全進入耦合區(qū)后達到穩(wěn)定值，經(jīng)過傳輸線的延遲td后，信號到達遠端，干擾信號將因信號前沿逐漸走出耦合區(qū)而減小、直到消除。但消除前的產(chǎn)生干擾信號將再過td也就是莎＝2td時才到達近端。所以，近端串擾始于信號進入耦合區(qū)域的時刻，并持續(xù)2td的時間。

　　總的遠端串擾噪聲電壓為

　　前面的部分闡述了串擾是由于相鄰導體間的互容和互感引起的，那么互容和互感也就決定了耦合到相鄰傳輸線上的噪聲。采用如圖1所示的模型來分析串擾噪聲。假設(shè)fr4基板上有兩條相鄰的50ω微帶線，線寬為w，間距為s，耦合長度為l。為了排除反射的影響，在線的兩端端接50ω匹配負載。微帶線1即動態(tài)線的一端接信號源，輸出幅度為iv的上升沿。

　　如圖2所示為圖1給出模型的等效電路，以及信號上升沿在傳輸線上的空間延伸g當信號沿微帶線1傳播時，它除了感受到自身的電容和電感外，還能感受到與微帶線2之間的互容cm和互感l(wèi)m。

　　圖1 串擾分析基本模型

　　圖2 串擾分析基本模型的等效電路

　　在信號波前覆蓋的部分，變化的電壓對cm充電，那么就有電流icm經(jīng)過cm從微帶線1流到微帶線2，此電流在微帶線2上將向兩個方向流動，分別為icm，near和icm，far，且有

　　icm=icm,near+icm,far

　　在每一個時刻，因互容引起的容性耦合電流為

　　式中，v為微帶線1上的信號電壓，cm為信號波前覆蓋區(qū)域上總的耦合電容：

　　cm=cmo×rt×v

　　式中，cmo為單位長度耦合電容，也就是“spice”電容矩陣中的c21。那么，注入到微帶線2上的瞬時容性耦合電流的總量為

　　因傳輸線是均勻的，兩個方向的電流感受的阻抗相同，則有

　　同時，在微帶線1上信號波前覆蓋的部分，電流也在發(fā)生變化，這一變化的電流通過互感在微帶線2上感應(yīng)出電流ilm，方向和微帶線1中的電流相反，如圖3所示。同理可得，微帶線1、2間互感中感應(yīng)的瞬時電壓為

　　式中，lm0為單位長度耦合電容，也就是“spice”電感矩陣中的l21。

　　值得注意的是，瞬時耦合噪聲與耦合電容和電感、信號速度，以及信號強度成正比，而與信號上升時間無關(guān)。因為，雖然上升時間快，信號電壓及電流變化率大，但足，上升時間越快，則信號波前的空間覆蓋區(qū)域越小。

　　上面對瞬時耦合電流、電壓的定義是基于一個假設(shè)：微帶線1、2的耦合區(qū)域長度大于信號波前的空間覆蓋。當信號從驅(qū)動器輸出之后，信號上升沿逐漸移進耦合區(qū)，信號電壓、電流變化率保持不變，但波前覆蓋區(qū)域不斷增大，則耦合電容和耦合電感不斷增大，故瞬時耦合電流和電壓不斷增大，直到信號空間前沿全部進入耦合區(qū)，信號變化率繼續(xù)保持不變，而耦合電容和耦合電感也不再變化，則瞬時耦合電流和電壓達到一個穩(wěn)定值。信號空間前沿的長度為

　　式中，ιsat為飽和長度。在耦合長度小于飽和長度的情況下，瞬時耦合電流和電壓將無法達到上述的穩(wěn)定值。

　　圖3 串擾電流

　　信號是向前傳播的，信號波前的覆蓋區(qū)域也是以速度v向前移動的，則產(chǎn)生感應(yīng)電流的位置也是不斷向前移動的，如圖4所示將其等效為兩個沿微帶線、以速度v向前移動的電流源。這兩個電流源產(chǎn)生的電流一部分傳向近端，形成近端串擾或稱為后向串擾，—部分傳向遠端，形成遠端串擾或稱為前向串擾。但是，這兩個電流源的位置不是固定的，而是以信號傳播速度相同的速度向遠端移動，所以前向串擾和后向串擾表現(xiàn)為不同的形式。

　　圖4 容性串擾和感性串擾

　　容性串擾的近端噪聲和遠端噪聲極性相同，而感性串擾的近端噪聲和遠端噪聲極性則相反。通常，容性串擾和感性串擾是同時存在的，總的串擾為二者疊加。對于近端串擾，總的串擾電壓為

　　近端串擾出現(xiàn)在信號前沿進入耦合區(qū)的瞬間，并不斷增大，在信號前沿完全進入耦合區(qū)后達到穩(wěn)定值，經(jīng)過傳輸線的延遲td后，信號到達遠端，干擾信號將因信號前沿逐漸走出耦合區(qū)而減小、直到消除。但消除前的產(chǎn)生干擾信號將再過td也就是莎＝2td時才到達近端。所以，近端串擾始于信號進入耦合區(qū)域的時刻，并持續(xù)2td的時間。

　　總的遠端串擾噪聲電壓為