LMV982MM/NOPB解:圖7,5,1所示電路是一個多級放大電路,按負反饋組態(tài)判別方法可知,Rb2和Rf組成反饋網(wǎng)絡(luò)。在放大電路的輸出回路,反饋網(wǎng)絡(luò)接至信號輸出端,用輸出短路法判斷是電壓反饋;在放大電路的輸入回路,反饋信號加到非

信號輸人端(T2基級),是串聯(lián)反饋;用瞬時極性法可判斷該電路為負反饋。由于是串聯(lián)反饋,又是深度電壓負反饋,利用pi≈rf,uid≈0,jb1=ib2≈0,可直接寫出

yi=uf=rb2/rb2+rfuo

于是,閉環(huán)電壓增益auf=uo/ui=1+rf/rb2

試寫出圖7.5.2所示電路的閉環(huán)電壓增益表達式。

解:顯然,圖7.5.2所示電路中Rf是反饋元件。由圖中所標的各有關(guān)點的交流電位的瞬時極性及各有關(guān)支路的交流電流的瞬時流向,可以判斷凡引入了負反饋。又從反饋在放大電路輸出端的

電壓取樣方式和輸入端的電流求和方式可知,該電路是電壓并聯(lián)負反饋放大電

路。它的內(nèi)部含有一運放,因而開環(huán)增益很大,能夠滿足(1+AF)>>1的條件,根據(jù)虛斷概念有iid≈0,jf≈ji,即

(ui-vn)/R1~(un-uo)/Rf,vp=0。由虛短概念得vn≈up=0,所以閉環(huán)電壓增益auf=uo/ui=-rf/r1。

某射極偏置電路的交流通路如圖7.5,3所示。試近似計算它的電壓增益AuF=uo/ui。

解:此電路中由Re引入電流串聯(lián)負反饋。利用虛短、虛斷的概念,可直接計算其電壓增益。按照圖中各電壓、電流的假定正方向,可得vi≈uf=ieRc≈JoRe,而uo≈-iorl,故得auf=uo/ui≈uo/uf≈-rl/re。將此式與式(⒋⒋5)作比較可知,當BJT的b值較大時,式(4.4.5)即可簡化成上式。

例7.5,4 某電路的交流通路如圖7,5.4所示,試近似計算它的電流增益,并定性地分析它的輸人電阻。

解:該電路中引入了電流并聯(lián)負反饋。從負反饋效果最佳的角度要求,這種電路適于用高內(nèi)阻的電流信號源,故Rs的影響可以忽略。在深度負反饋的條件下，有ii=if,iid=0,un=up=0.由此得

if=r/rf+rio

所以電流增益

Aif=io/ii=io/if=rf+r/r

輸入電阻的定性分析:考慮到j(luò)id≈0和vn≈0,所以電路的輸人電阻近似地表示為rif≈un/ji≈0,接近于理想值。

圖7.5,5所示為某反饋放大電路的交流通路。電路的輸出端通過電阻Rf與電路的輸人端相連,形成大環(huán)反饋。試判斷電路中大環(huán)反饋的組態(tài);判斷T2和T3之間所引反饋的極性;求大環(huán)反饋的閉環(huán)增益的近似表達式;定性分析該電路的輸入電阻和輸出電阻。

解:判斷大環(huán)反饋的組態(tài):首先用瞬時極性法判斷該反饋的極性。設(shè)電流源js的流向如圖中箭頭所示,則由此引起的電路中各支路電流的流向亦如圖中箭頭所示;而各節(jié)點電位的極性如圖中(+)、(-)號所示,由此可知,由RF引入的大環(huán)反饋為負反饋,因為它使凈輸入電流jid=ib1=ji-iF比沒有該反饋時減小了。由Rf在該電路輸出端、輸入端的連接方式知,該反饋為電壓并聯(lián)負反饋。

T2、T3間由凡、R2引人的反饋極性的判斷:設(shè)T2基極電位的瞬時極性為(-),則T3的基極電位為(+),其發(fā)射極電位也為(+),由R2引回的反饋信號的極性也為(+),于是使T2的凈輸人電壓vbe2的大小增加,說明T2、T3間引人的是正反饋。

求大環(huán)閉環(huán)互阻增益:由于該電路的開環(huán)互阻增益很高,較易實現(xiàn)深度負反饋。利用兩虛概念可得如下關(guān)系:

由ji≈jf,Jbl≈0,得ub1≈vel=0,于是ii~jf≈-uo/rf,閉環(huán)互阻增益arf=uo/ii≈-Rf。

定性分析閉環(huán)輸人電阻和輸出電阻:并聯(lián)負反饋使rif減小。在深度負反饋條件下,Jbl≈0,ubc1≈0,故Rif=ubei/ii≈0。由于電壓負反饋的特點是使輸出電壓基本恒定,故該電路的閉環(huán)輸出電阻RoF很小,Rof≈0。

在深度負反饋條件下,放大電路的閉環(huán)增益也可由AF=1/f求得。

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