作者：華南理工大學(xué) 謝運祥 薛英杰（廣州510640） 來源：《電源技術(shù)應(yīng)用》

摘要：分析了逆變電源消諧控制方法的模型、求解算法以及控制系統(tǒng)等方面的研究現(xiàn)狀，指出該方法一直未能獲得應(yīng)用的根本原因，提出了通過“硬件同倫積分器”實現(xiàn)消諧方法的實時控制新思想，并分析了其可行性。 關(guān)鍵詞：逆變器 諧波 實時消諧控制

1 引言

逆變器是電力電子裝置中的重要組成部分，是不間斷電源、交流電氣傳動、中頻電源等許多設(shè)備的核心，因而其研究工作倍受人們的關(guān)注，研究的焦點是如何方便地調(diào)節(jié)逆變電源的輸出電壓和頻率，并降低諧波含量，改善輸出波形。迄今為止，降低諧波含量和調(diào)節(jié)輸出電壓（大小或頻率）的常用措施有：

（1）對逆變電源的開關(guān)管進行高頻pwm調(diào)制，使逆變器輸出為高頻等幅的pwm波；

（2）通過改變逆變電源主電路拓撲結(jié)構(gòu)，在主電路上進行波形重構(gòu)以實現(xiàn)階梯波形輸出，減小低階高次諧波含量。

對于高頻pwm調(diào)制來說，開關(guān)頻率越高，諧波含量越小，但開關(guān)損耗也越大，故不宜用在大功率逆變電源中。而波形重構(gòu)方式往往需要多個逆變器來實現(xiàn)電壓的疊加。波形重構(gòu)的級數(shù)越多，出現(xiàn)的最低諧波次數(shù)越高，但主電路和控制電路也越復(fù)雜，相應(yīng)地控制難度也越大，輸出電壓的調(diào)節(jié)也不甚方便，因此這種方式通常只在大功率逆變電源中采用。理論分析表明，早在1973年提出的消諧控制策略[1][2]能有效地克服上述問題，它只需要較少的開關(guān)脈沖數(shù)即可完全消除容量較大的低階高次諧波，取得很好的濾波效果，具有開關(guān)頻率低、開關(guān)損耗小、電壓利用率高、濾波容量小等許多優(yōu)點，是實現(xiàn)逆變電源pwm控制的理想方法。然而該方法經(jīng)過近二十年的研究至今仍未實際應(yīng)用，其主要原因是消諧模型的求解復(fù)雜，難以獲得實時控制效果[3－7]。隨著科學(xué)技術(shù)的不斷進步，這一問題終究會得到解決，從而使消諧方法走向?qū)嵱谩?

2 消諧pwm模型的分析

利用pwm調(diào)制來調(diào)節(jié)輸出電壓和降低諧波含量是目前最為普及的技術(shù)，在中小功率逆變電源中應(yīng)用非常廣泛，pwm的生成方法也很多[3]。消諧pwm控制就是一種經(jīng)過計算的pwm控制策略[2－3]，其基本方法是：通過pwm控制的傅里葉級數(shù)分析，得出傅里葉級數(shù)展開式，以脈沖相位角為未知數(shù)，令某些特定的諧波為零，便得到一個非線性方程組，該方程組即為消諧pwm模型，按模型求解的結(jié)果進行控制，則輸出不含這些特定的低次諧波。消諧模型的建立是與pwm控制方式相關(guān)的，以電壓型逆變器為例，根據(jù)不同的pwm特點，建立的模型可歸納為兩種：即單極性脈沖控制模型和雙極性脈沖控制模型。

圖1所示的逆變器，若在正半周內(nèi)使開關(guān)器件s1、s4處于通斷變換狀態(tài)時，而s2、s3一直關(guān)斷，則輸出為單極性正脈沖，而在負半周對開關(guān)器件s2、s3通斷控制，而s1、s4一直關(guān)斷，則輸出為單極性負脈沖，因此脈沖波形可用圖2（a）表示。在這種控制方式下，為了降低開關(guān)損耗，可使同一橋臂中的一個開關(guān)管（如s2或s4）在半個周期內(nèi)一直處于導(dǎo)通狀態(tài)。pwm波形的獲得靠橋臂的另一個開關(guān)管的通斷來實現(xiàn)。圖2（a）波形的傅里葉級數(shù)表達式為：

若每個橋臂上的兩個開關(guān)器件是互補通斷的，則輸出pwm波形為雙極性的，如圖2（b）所示，此時的傅里葉級數(shù)展開式為：

在上述兩個模型中，若在1/4周期內(nèi)有n個脈沖，則可用來消除n－1個特定的諧波。

3 消諧模型的求解算法

消諧模型以往都是采用牛頓迭代法來求解[4－8]，其初值的選取與迭代過程所需的時間及收斂性質(zhì)密切相關(guān)，若初值選得不好，離真實解距離太遠，將導(dǎo)致迭代運算時間很長甚至不收斂，而在求解前要獲得離真實解不遠的初值并非一件容易的事，若要設(shè)想在實時調(diào)節(jié)過程中進行求解運算，則迭代初值的獲取更為困難。當(dāng)然文獻[4]雖然總結(jié)了一套選取初值的辦法，但仍不是最有效的方法。為了改善收斂特性，也可在牛頓迭代算法中采用超松弛因子，但是這