0 引言
單端反激式開關電源具有結構簡單、輸入輸出電氣隔離、電壓升／降范圍寬、易于多路輸出、可靠性高、造價低等優(yōu)點，廣泛應用于小功率場合。然而，由于漏感影響，反激變換器功率開關管關斷時將引起電壓尖峰，必須用鉗位電路加以抑制。由于RCD鉗位電路比有源鉗位電路更簡潔且易實現(xiàn)，因而在小功率變換場合RCD鉗位更有實用價值。

1 漏感抑制
變壓器的漏感是不可消除的，但可以通過合理的電路設計和繞制使之減小。設計和繞制是否合理，對漏感的影響是很明顯的。采用合理的方法，可將漏感控制在初級電感的2％左右。
設計時應綜合變壓器磁芯的選擇和初級匝數(shù)的確定，盡量使初級繞組可緊密繞滿磁芯骨架一層或多層。繞制時繞線要盡量分布得緊湊、均勻，這樣線圈和磁路空間上更接近垂直關系，耦合效果更好。初級和次級繞線也要盡量靠得緊密。
2 RCD鉗位電路參數(shù)設計
2.1 變壓器等效模型
圖1為實際變壓器的等效電路，勵磁電感同理想變壓器并聯(lián)，漏感同勵磁電感串聯(lián)。勵磁電感能量可通過理想變壓器耦合到副邊，而漏感因為不耦合，能量不能傳遞到副邊，如果不采取措施，漏感將通過寄生電容釋放能量，引起電路電壓過沖和振蕩，影響電路工作性能，還會引起EMI問題，嚴重時會燒毀器件，為抑制其影響，可在變壓器初級并聯(lián)無源RCD鉗位電路，其拓撲如圖2所示。

2.2 鉗位電路工作原理
引入RCD鉗位電路，目的是消耗漏感能量，但不能消耗主勵磁電感能量，否則會降低電路效率。要做到這點必須對RC參數(shù)進行優(yōu)化設計，下面分析其工作原理：
當S1關斷時，漏感Lk釋能，D導通，C上電壓瞬間充上去，然后D截止，C通過R放電。

1)若C值較大，C上電壓緩慢上升，副邊反激過沖小，變壓器能量不能迅速傳遞到副邊，見圖3(a)；
2)若C值特別大，電壓峰值小于副邊反射電壓，則鉗位電容上電壓將一直保持在副邊反射電壓附近，即鉗位電阻變?yōu)樗镭撦d，一直在消耗磁芯能量，見圖3(h)；
3)若RC值太小，C上電壓很快會降到副邊反射電壓，故在St開通前，鉗位電阻只將成為反激變換器的死負載，消耗變壓器的能量，降低效率，見圖3(c)：
4)如果RC值取得比較合適，使到S1開通時，C上電壓放到接近副邊反射電壓，到下次導通時，C上能量恰好可以釋放完，見圖3(d)，這種情況鉗位效果較好，但電容峰值電壓大，器件應力高。
第2)和第3)種方式是不允許的，而第1)種方式電壓變化緩慢，能量不能被迅速傳遞，第4)種方式電壓峰值大，器件應力大�？烧壑蕴幚恚诘�4)種方式基礎上增大電容，降低電壓峰值，同時調節(jié)R，，使到S1開通時，C上電壓放到接近副邊反射電壓，之后RC繼續(xù)放電至S1下次開通，如圖3(e)所示。
2.3 參數(shù)設計
S1關斷時，Lk釋能給C充電，R阻值較大，可近似認為Lk與C發(fā)生串聯(lián)諧振，諧振周期為TLC=2π、LkC，經過1／4諧振周期，電感電流反向，D截止，這段時間很短。由于D存在反向恢復，電路還會有一個衰減振蕩過程，而且是低損的，時間極為短暫，因此叮以忽略其影響�？傊�，C充電時間是很短的，相對于整個開關周期，可以不考慮。
對于理想的鉗位電路工作方式，見圖3(e)。S1關斷時，漏感釋能，電容快速充電至峰值Vcmax，之后RC放電。由于充電過程非常短，可假設RC放電過程持續(xù)整個開關周期。
RC值的確定需按最小輸入電壓，最大負載，即最大占空比條件工作選取，否則，隨著D的增大，副邊導通時間也會增加，鉗位電容電壓波形會出現(xiàn)平臺，鉗位電路將消耗主勵磁電感能量。
對圖3(c)工作方式，峰值電壓太大，現(xiàn)考慮降低Vcmax。Vcmax只有最小值限制，必須大于副邊反射電壓
可做線性化處理來設定Vcmax，如圖4所示，由幾何關系得

為保證S1開通時，C上電壓剛好放到需滿足

將(1)式代入(2)式可得

對整個周期RC放電過程分析，有

根據(jù)能量關系有

式中：Ipk／Lk釋能給C的電流峰值將式(1)和式(4)代人式(5)，得

結合式(3)，得

電阻功率選取依據(jù)

式中：fs為變換器的工作頻率。
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