因l1也被用來(lái)輸入柵壓，在額定工作頻率下，電感必須由c4適當(dāng)?shù)嘏月返簦@可以增強(qiáng)低頻穩(wěn)定性。 r1和c5提供一個(gè)較好的低頻電阻終端，從而提高低頻率的穩(wěn)定性。如果c4的值太大，l1和c4的串聯(lián)諧振頻率常常會(huì)產(chǎn)生低頻增益振蕩，從而使得r1和c5的值很難穩(wěn)定下來(lái)。通過(guò)ads的優(yōu)化功能，可以選擇適當(dāng)?shù)膌1、c4和r1的值，使低頻穩(wěn)定性最佳。選擇一個(gè)10nf的電容c5，以其提高輸出三階截距(c5的值在優(yōu)化過(guò)程中保持不變)。

　　輸出高通網(wǎng)絡(luò)由串連電容c3和并聯(lián)電感l(wèi)4組成。由于l4用來(lái)給q2施加漏壓，它被c10旁路，r8和c11提供了一個(gè)低頻電阻終端。

　　輸入網(wǎng)絡(luò)的主要目的是提供低噪聲系數(shù)和很好的s11，輸出網(wǎng)絡(luò)的主要目的是提供需要的輸出功率和很好的s22，級(jí)間網(wǎng)絡(luò)用來(lái)在需要的頻段使增益更平坦，降低低頻增益，并有助于提高整體穩(wěn)定性。需要電感為q1施加漏壓，為q2施加?xùn)艍�，需要電容為兩�?jí)之間提供直流隔離，這樣就形成了高通網(wǎng)絡(luò)的基礎(chǔ)�？梢杂胊ds軟件來(lái)優(yōu)化網(wǎng)絡(luò)的多種參數(shù)。

　　至于fet源端正確接地的重要性，再怎幺強(qiáng)調(diào)都不過(guò)份。盡管通常低頻增益在器件和信號(hào)地之間的距離最短時(shí)達(dá)至最大值，但仍可用一部分控制源電感來(lái)降低增益、提高穩(wěn)定性，并在對(duì)噪聲系數(shù)影響最小的基礎(chǔ)上改進(jìn)s11和s22。通過(guò)對(duì)每個(gè)源端和電鍍通孔之間的微帶線的尺寸、微帶和信號(hào)地之間的電鍍通孔尺寸的精確建模，設(shè)計(jì)者可以利用ads來(lái)決定最佳源電感。由于源電感通常使fet在高頻時(shí)再生、在低頻時(shí)退化，可從100 mhz到18ghz的k因子曲線中找到用于電路中的最佳源電感。

　　建立射頻匹配網(wǎng)絡(luò)之后，下一步是對(duì)器件加直流偏置。圖3給出了一個(gè)無(wú)源偏置的例子。在該例子中，通過(guò)電阻r4和r8上的壓降來(lái)設(shè)置漏流(i_d)，可使用下面的公式計(jì)算它們的值：

　　其中：v_dd電源電壓，3.3v；vds是器件的漏源電壓，2.7v；v_g 是器件的柵源電壓，0.515v；i_ds是器件的漏源電流，15ma；ibb代表直流穩(wěn)定性，是典型柵流的10倍，0.1ma。

使用r2和r3組成的分壓網(wǎng)絡(luò)，建立了典型柵偏壓(v_g)。

　　可以在產(chǎn)品數(shù)據(jù)表的第10頁(yè)，找到完整的無(wú)源偏置的例子(http://literature.agilent.com/litweb/pdf/5988-9006en.pdf)。值得注意的是：由于使用表1中首選的元件值，在計(jì)算值和實(shí)際值之間有差異。

在電源電壓v_dd＝3.3v下測(cè)試放大器，該電源為每個(gè)器件提供v_ds = 2.7v和i_d= 15ma的偏置點(diǎn)。圖4給出了測(cè)量的和　　　　　仿真的噪聲系數(shù)。在5.8 ghz時(shí)噪聲系數(shù)的額定值是1.4 db。輸入微帶線的損耗是0.15 db，因此加上匹配網(wǎng)絡(luò)的損耗后器件的噪聲系數(shù)大約是1.25db。1db壓縮點(diǎn)(p-1db)下的輸出功率是+11.5dbm。輸出三階截距點(diǎn)(oip₃)是+28dbm。

　　在5.8ghz時(shí)，放大器測(cè)得的和仿真的增益是額定值22db。圖5中的掃頻增益曲線表明，若頻率較低，則增益有適度的下降。圖6和圖7分別給出了輸入和輸出回波損耗的測(cè)量和仿真曲線。在4.9－6.0ghz頻帶內(nèi)，測(cè)得的輸入回波損耗大于15db，輸出回波損耗大于9.5db。