前面的基本型RIAA前置放大電路設計研究表明，L6201PS作為第三級電路，唯一合乎邏輯的選擇是采用陰極跟隨器。這是因為，這樣做可以允許與前一級作DC耦合，輸入電容也較小，可解決3 180Us/ 318Us網絡元件的牽扯問題及均衡誤差問題。如果能容忍元件的牽扯，并能做好計算，有解決問題的辦法，那么，我們在設計的選擇上，就可以增加一些自由度。
    如果我們打算讓整個均衡電路的輸出電平，能達到與CD唱機相近的程度，那么，我們必須要提高整個均衡電路的增益。在第一級和第二級電路中，增大電子管的Ⅳ值，會帶來密勒電容問題。所以，大幅提高增益的唯一實用方法是，以共陰極放大電路取代最后一級的陰極跟隨器電路�？墒�，又立即產生兩個新問題：
    ·末級電路的輸入必須采用AC耦合。這樣，就會在新的低頻滾降頻率（由耦合電容帶來）的設定上，與3 180ys這個時間常數之間產生相互牽扯，令低頻均衡出現誤差。
    ·由于新的末級電路增益大于1，密勒電容變得相當可觀，均衡網絡所接的負載電容要比原來大得多，令高頻均衡出現誤差。
    75Us網絡的摩改
    若果可行的話，網絡電容使用擴展箔式聚苯乙烯電容( extended  foilpolystyrene capacitor，也稱聚苯乙烯薄膜介質擴展箔電容——譯注)是很合適的，因為此構造的電容具有更小的自身電感和ESR。但是，這種電容可供應的耐壓規(guī)格只達63 VDC。為保證網絡電容不出問題，只得將第一級與第二級之間酌耦合電容連接位置，改回按傳統(tǒng)方法來做。

           
    此外，75Us網絡處的柵漏電阻也改動了位置，使得他不再靠近第二級的柵極，而是經過RIAA網絡的串聯(lián)電阻后，才與第二級的柵極相連。這樣，就可以消除因柵漏電阻與網絡串聯(lián)電阻構成分壓器所帶來的1.5dB損耗。就作者所知，第一個采用這種巧妙接法的，是Arthur Loesch設計的無輸入變壓器的MC唱頭RIAA均衡電路。摩改后的75ps網絡電路如圖7.36所示。