濾波器電感引起的電壓延遲可以忽略，濾波器的截止頻率比電網(wǎng)頻率高一個數(shù)量級[6]，濾波器電容的最大值取決于輸入電流的峰值[7]或理想的輸出功率[8][9]。這些值在矩陣式變換器低輸入電流工作時尤為重要。

利用基爾霍夫電流定理，得到電容電壓的脈動為電容電壓波動在低的輸入/輸出電壓傳輸比和低的功率因數(shù)時變大。

當功率為3.3kW時，對電容的限制是C<38.3μF這里取5μF/630V。

濾波器的截止頻率fc應選擇在電網(wǎng)頻率

（50Hz）和開關頻率（20kHz）之間，通常和電網(wǎng)頻率和開關頻率都有10倍關系，因此，這里我們?nèi)c為1kHz左右。

根據(jù)上面確定的電容值，可以得到L的取值范圍，這里取L為5mH。

在設計好濾波器的參數(shù)后，通過實驗可以檢驗參數(shù)的選擇是否符合要求。

滿載時電感上的最大電壓降為式中：Un是額定輸入相電壓；

In是額定輸入相電流。

滿載時最大的電壓降為0.01％。

加上濾波器后輸入電流的頻譜，可見輸入電流中基波含量占了絕對部分，開關頻率及諧波含量已經(jīng)明顯減少，輸入電流和電壓基本正弦且同相，因此，濾波器很好地實現(xiàn)了設計要求。

矩陣式變換器（MC）作為一種極具優(yōu)勢的電能利用技術，也必須具有良好的EMC性能。電網(wǎng)的波動會對矩陣式變換器（MC）的工作產(chǎn)生影響，MC也會對電網(wǎng)產(chǎn)生污染，必須采取措施減少開關過程干擾，并增加輸入濾波器。

S1085U-3.3頻率跟蹤型PWM控制策略的基本原理。通過用幅值相等、方向相反的兩個直流電平與三角調(diào)制波相比較，產(chǎn)生初始調(diào)制信號，分別為S1～S4的門極控制信號，逆變器的輸出電壓所示，可以看出，這種控制策略具有橋內(nèi)移相控制的特性，此電壓的基波分量與三角波相同。如果能夠保證該三角波與負載電流同相同頻，就可以保證電路工作在諧振狀態(tài)，且具有頻率跟蹤的功能。三角波在變頻跟蹤的同時必須保持幅度恒定�？刂浦绷麟娖降姆悼蓪崿F(xiàn)對輸出脈沖寬度進行線性調(diào)節(jié)。所提出的兩個正弦波相交的調(diào)制方法相比,這種調(diào)制方法有如下優(yōu)點：

只需要采集一個信號，其中之一為電流信號；

直流電平與三角波相交，最大幅度調(diào)制比為1，調(diào)節(jié)范圍寬；

三角波幅值固定，頻率跟蹤負載，因而調(diào)節(jié)線性度好，可方便地引入許多優(yōu)異的控制方法。

如果保持三角波信號與輸出電流信號同相，則可以保證電源的輸出基波功率因數(shù)為1。調(diào)節(jié)直流電位的幅值則可實現(xiàn)輸出功率的調(diào)節(jié)。

為了簡化分析，作如下假設：

濾波電感足夠大，工作于電流連續(xù)模式；

變壓器勵磁電感和漏感都折算到原邊；

開關寄生電容為常量，不隨電壓變化；

所有開關管和二極管都是理想的；

電容Cp上的電壓在一個開關周期內(nèi)保持不變。

階段1〔ta～tb〕主開關管S1開通，S2關斷。此時勵磁電流im以Vm/Lm的速率增加，p點電壓vp=Vin(1－D)；圖中it=n1iSR1－n2iSR2為變壓器次級繞組反射到初級的電流，流過初級繞組的電流ip=im＋it；

階段2〔tb～tc〕主開關管S1及S2都關斷，S2的ZVS過程開始；

階段3〔tc～td〕主開關管S2開通，S1關斷。此時勵磁電流以|Vm|/Lm的速率減小，p點電壓vp=－VinD；

階段4〔td～te〕主開關管S1及S2都關斷，S1的ZVS過程開始。

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