TLC339MD電網(wǎng)諧波、提高負載功率因數(shù)的三相并聯(lián)型有源電力濾波器（shunt active power filter,簡稱SAPF）。在建立SAPF數(shù)學模型的基礎上，結(jié)合滑模變結(jié)構控制（sliding mode variable structure control，簡稱SMC）的優(yōu)點，提出了基于滑模變結(jié)構控制的并聯(lián)型有源電力濾波器（SMC－SAPF）。仿真與實驗結(jié)果表明此方案是可行的。

矩陣式變換器是一種強迫換相的交－交變換器，它由9個可控的雙向開關，利用PWM控制將交流供電電源直接變換成負載所需的變壓變頻電源，其結(jié)構如圖1所示。雙向開關使用兩個IGBT共集電極反向串聯(lián)，利用器件內(nèi)部的續(xù)流二極管以阻擋反向電壓，結(jié)構緊湊，方便簡單，開關損耗也較低。輸入側(cè)的L－C濾波器可有效減少輸入電流的開關頻率諧波。

矩陣式變換器是AC/AC直接變換，電網(wǎng)和負載會相互直接影響，電網(wǎng)的波動會直接對負載（如異步電機）產(chǎn)生干擾；用IGBT和反并聯(lián)二極管構成的雙向開關，以及它們的控制電路DSP和CPLD等高速集成電路，都存在著高的di/dt，它們通過線路或元器件的引線電感引起瞬態(tài)電磁噪聲，其頻率為幾千Hz，成為不可忽略的噪聲源；PWM調(diào)制技術在各種電力電子裝置中的廣泛應用，在它們的主功率電路中，通常會流過一系列的PWM功率脈沖，其重復頻率視應用場合可達幾千Hz，因而這些脈沖電流中所包含的諧波可以達到幾MHz乃至幾十MHz的范圍，而且它們產(chǎn)生的電磁噪聲強度很大；而周圍的設備和裝置也會輻射電磁波，它們也成為不可忽視的干擾源。這些干擾源通過傳導和輻射等方式對輸出和輸入電流、電壓產(chǎn)生影響，必須想辦法將其抑制或減少在可以接受的范圍之內(nèi)。

減少開關過程干擾，為了保證開關之間的安全切換，同一相輸出的任意兩組開關不能同時導通，否則將造成輸入兩相短路而產(chǎn)生電流峰值；三相開關也不能同時斷開，否則就造成感性負載開路而感應高電壓。但實際所采用的半導體開關器件IGBT不可能達到理想的瞬時導通和關斷，在即將關斷的器件退出導通之前，即將導通的器件不能達到理想狀況的瞬時導通狀態(tài)，換流時無法避免短暫的開通重疊或關斷死區(qū)，因此，為了減少開關過程的干擾，安全的換流通常不能一步完成。

四步安全換流的思想是盡量減少短路和開路的危險開關狀態(tài)。從開關S1到開關S2換流過程如圖2所示。

當iL>0時，四步開關順序是：關S1n，開S2p，關S1p，開S2n。

當iL<0時，四步開關順序是：關S1p，開S2n，關S1n，開S2p。

四步換流成功地構成了對兩個雙向開關的換向控制，既阻止了可能使電源發(fā)生短路的開關組合，又保證了在任意時刻給負載提供至少一條流通路徑，而且即將關斷的器件被即將開通的器件施以反壓時可以實現(xiàn)零電流開關，因此，采用四步換流方案可以減少50％的平均開關損耗。

優(yōu)化開關順序是將開關順序設置為S1，S2，S3，S0，S3，S2，S1，即采用半對稱PWM開關順序，采用優(yōu)化后的開關順序可以減少33％的平均開關損耗。

利用仿真和實驗的方法可以得到三相輸入電流的頻譜，可以比較仿真和實驗波形中開關頻率及其諧波的峰值及其位置，并以此作為濾波器設計的依據(jù)。

利用Matlab仿真的輸出頻率為30Hz的輸入電流頻譜如圖3所示。實際的開關頻率為20kHz，功率為3.5kW的矩陣式變換器的未濾波的輸入電流頻譜�？梢姡诜抡婧蛯嶒灢ㄐ沃g有很多相關性，它們在開關頻率附近諧波成分很大。

在矩陣式變換器驅(qū)動感應電機的系統(tǒng)中，電機啟動過程的電磁轉(zhuǎn)矩波形。感應電機啟動時轉(zhuǎn)矩最大，由此產(chǎn)生的干擾電壓也最大。知道了干擾電壓的頻譜，可以開始設計滿足要求的輸入濾波器了。

輸入濾波器的設計必須滿足截止頻率低于開關頻率，體積和重量應盡可能小，在濾波電感上的壓降應盡可能小，功率因數(shù)應盡可能大。為了減少對電網(wǎng)的干擾，矩陣式變換器要盡可能保證接近1的功率因數(shù)，因此，矩陣式變換器必須盡可能補償由引入輸入濾波器的延遲，因為電容是造成延遲的主要因素，所以輸入電流比輸入電壓有一個延遲角。為了確保空間矢量調(diào)制策略的正確執(zhí)行，我們設定π/6為最大的可以接受的延遲角。

輸入濾波器設計根據(jù)矩陣式變換器看成是一個電流源，為了得到功率因數(shù)為1，必須盡可能確保輸入電流iL和輸入電壓Ui同相。

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