SN74LVC02APWLE負載頻率漂移的特性給電源的設計帶來了不小的困難。臭氧發(fā)生器電源分為整流與逆變兩部分。整流部分采用二極管不控整流電路。逆變部分的電路結構一般采用如圖2所示的電壓型全橋結構。負載電壓是一個方波,通過調(diào)節(jié)其寬度來實現(xiàn)輸出功率的調(diào)節(jié),并使電路工作在諧振狀態(tài),這就要求負載電壓的基波分量與負載電流同相。如前所述,由于臭氧發(fā)生器電源的負載固有諧振頻率是會發(fā)生變化的,為了保證電源工作在諧振狀態(tài),要求電源工作頻率跟蹤諧振回路的諧振頻率;也就是要求臭氧發(fā)生電源具有頻率自動跟蹤的能力。

移相PWM控制串聯(lián)諧振逆變器的實現(xiàn)。通過改變移相角來調(diào)節(jié)傳送給負載的功率，對功率MOSFET輸出電容的影響，提出了一種控制方案以確保功率器件在各種負載條件下實現(xiàn)ZVS，保證全橋拓撲結構中MOSFET的柔性切換，使開關頻率緊密地跟隨諧振頻率，使逆變器工作在功率因數(shù)接近1的準諧振狀態(tài)。

全橋架構的串聯(lián)諧振逆變器。4個開關管S1～S4，分別以50％的占空比開通，其中S1及S4為基準臂開關，S2及S3為移相臂開關，每個橋臂上的功率管以180°的相位差開通與關斷，兩個橋臂開關的驅(qū)動信號之間相差一個相位角φ，控制時序如圖2所示。使輸出的正負交替電壓之間插入一個箝位到零點的電壓值，這樣只要改變相位角φ就可以相應改變輸出電壓的有效值，最終達到調(diào)節(jié)輸出功率的目的。當采用移相調(diào)功方法時，電路的工作頻率變化較小，具有良好的負載適應性。特別是當負載阻抗具有較高品質(zhì)因數(shù)時，其調(diào)功范圍內(nèi)頻率變化更小。

當工作頻率在諧振頻率之上，即負載呈現(xiàn)感性狀態(tài)，負載電流io落后于準方波電壓vAB。要實現(xiàn)功率管的零電壓開通，必須要有足夠的能量用來抽走將要開通的開關管的輸出電容上的電荷；并給同一橋臂要關斷的開關管的結電容充電。開關管輸出電容放電結束后二極管續(xù)流，此時給出驅(qū)動信號，開關管將在零電壓狀態(tài)開通。如果開關頻率緊跟諧振點頻率保持恒定，由于φ角的增大，負載電流在S3開通前變成正相，ZVS將不能實現(xiàn)。為了防止失去ZVS狀態(tài)，應確保開關管輸出電容的完全放電，所以控制器需要提高開關頻率，在S3開通前去獲得更大的負相負載電流。本系統(tǒng)利用了電路上的寄生元件，使得全橋架構中的4個開關器件都能運行于零電壓切換，不僅降低了切換損失與開關應力，也不象硬開關PWM那樣需要采用緩沖吸收電路。

高性能和高功率密度的下一代微處理器，對電源設計提出了更高的要求。在提高微處理器的速度和積成密度的同時降低功率損耗，所需的運行電壓降到1V以下，

從而引起電源電流增大。當微處理器發(fā)生狀態(tài)轉(zhuǎn)換時，電壓調(diào)節(jié)模塊（VRM）的輸出變化率將大于50A/us。這將引起處理器電源電壓的尖峰。這些瞬時尖峰的最大值必須限制在一定范圍內(nèi)，例如2％～3％甚至更低。由于處理器的電壓變低，對負載瞬態(tài)所允許電壓偏移量的要求將更為嚴格。通過使用板上VRM接近處理器的分布式功率系統(tǒng)（DPS），能夠用來滿足所有系統(tǒng)的要求�，F(xiàn)在大多使用的非絕緣低電壓調(diào)節(jié)器模塊（LVRM）是Buck的衍生，例如傳統(tǒng)Buck，同步Buck.和準方波Buck。絕緣的LVRM有對稱和不對稱的半橋，有源鉗位正激，反激和推挽。本文介紹了同步Buck變換器[1][2][3]。傳統(tǒng)的同步變換器的控制技術包括PWM電壓型控制，PWM電流型控制和變頻電流型控制。重點介紹了電壓型同步變換器的滯環(huán)控制技術[4][5]，它與上述其他的控制技術相比有很多優(yōu)點。

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