一般的永磁無刷直流電機是由三相逆變橋來驅(qū)動的，根據(jù)轉(zhuǎn)子位置的不同，為了產(chǎn)生最大的平均轉(zhuǎn)矩，在一個電角度周期中，具有6個換相狀態(tài)。在任意一個時間段中，電機三相中都只有兩相導(dǎo)通，每相的導(dǎo)通時間間隔為120°電角度。例如，當(dāng)a相和b相已經(jīng)持續(xù)60°電角度時，c相不導(dǎo)通。這個換相狀態(tài)將持續(xù)60°電角度，而從b相不導(dǎo)通，到c相開始導(dǎo)通的過程，稱為換相。換相的時刻取決于轉(zhuǎn)子的位置，也可以通過判斷不導(dǎo)通相過零點的時刻來決定。通過判斷不導(dǎo)通相反電動勢過零點，是最為常用也最為適合的無位置傳感器控制方法。

　　反電動勢過零點的檢測方法是，通過測量不導(dǎo)通相的端電壓，與電機的繞組中點電壓進(jìn)行比較，以得到反電動勢的過零點。但對于小電樞電感的永磁無刷直流電機，在許多情況下，繞組中點電壓難以獲取，并且需要使用電阻分壓和進(jìn)行低通濾波，這樣會導(dǎo)致反電動勢信號大幅地衰減，與電機的速度不成比例，信噪比太低，另外也會給過零點帶來更大的相移。

　　與上面的方法相比，更為常用的是虛擬中點電壓法。假設(shè)a相和b相導(dǎo)通，則a和b兩相電流大小相等，方向相反，c相電流為零，則根據(jù)永磁無刷直流電機數(shù)學(xué)模型有

　　根據(jù)上述方程，將不導(dǎo)通相的端電壓與所計算的虛擬中點電壓進(jìn)行比較，也可以獲得反電動勢的過零點。這種方法十分簡單，實現(xiàn)也比較方便。但是，由于無刷直流電機按一定頻率進(jìn)行pwm斬波控制，其計算出的虛擬中點電壓也會隨著pwm的高低電平而發(fā)生相同頻率的在電源和地電平之間的變化。這樣，就會帶來極大的共模電平和高頻噪聲，會影響反電動勢過零點檢測的精確性。同樣，和中點比較法一樣，這種方法也必須要對繞組端電壓進(jìn)行分壓和低通濾波。

　　這樣，在一個pwm周期中，電樞繞組相電流就必然存在斷續(xù)狀態(tài)。速度提高時，電樞繞組中會產(chǎn)生峰峰值極大、頻率很高的反電動勢。由于以上特點，一些普遍采用的bldc無位置傳感器的控制方法均不適合�，F(xiàn)有的無位置傳感器的控制方法，如端電壓檢測法和轉(zhuǎn)子位置估計法等，將很難得到良好的控制效果，其理由如下所述：

　　首先，無刷直流電機要求在電機轉(zhuǎn)速提高的過程中，采用現(xiàn)有的端電壓與中點電壓比較的方法，要對三相繞組進(jìn)行分壓阻容濾波，計算出不導(dǎo)通相反電動勢的過零點，再延后一定時間進(jìn)行換相。但是，這樣得到的反電動勢過零點會因為無刷直流電機轉(zhuǎn)速提高而產(chǎn)生過大的相移，導(dǎo)致當(dāng)檢測到反電動勢過零點后，真正的換相點已經(jīng)過去，從而造成換相失誤。另外，現(xiàn)有的轉(zhuǎn)子位置估計法，在高速時必須以極高的采樣頻率對永磁無刷直流電機中多個物理量進(jìn)行測量，然后運行復(fù)雜的算法估計出轉(zhuǎn)子位置，這樣即使采用主頻較高的控制器，也很難實時得到精確的位置信號。并且，隨著電機轉(zhuǎn)速的提高，位置估計算法難以及時地計算出當(dāng)前電機轉(zhuǎn)子的位置情況，對于轉(zhuǎn)速范圍較大的情況，無位置傳感器的檢測難以實現(xiàn)。

　　其次，現(xiàn)有的無刷直流電機無位置傳感器的控制方法一般只適用于繞組相電流不存在斷續(xù)狀態(tài)的情況。而當(dāng)永磁無刷直流電機電樞電感較小時，在一個pwm周期中，則可能出現(xiàn)繞組相電流斷續(xù)狀態(tài)。當(dāng)相電流從續(xù)流狀態(tài)向斷流狀態(tài)突變時，由于三相逆變橋中功率管的寄生電容和電樞繞組中的電感和電阻相互作用，端電壓會存在二階阻尼振蕩過程。在振蕩過程中，將檢測到的電樞繞組端電壓應(yīng)用于無位置傳感器的換相中，會得到不正確的結(jié)果。

　　因此，使用現(xiàn)有的無位置傳感器的控制方法，應(yīng)用于小電樞電感的磁懸浮飛輪用無刷直流電機上，都無法得到良好的控制效果。

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