單極性移相控制高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器研究
發(fā)布時間:2007/9/10 0:00:00 訪問次數(shù):2641
摘 要：深入分析研究了高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器穩(wěn)態(tài)原理特性與單極性移相控策略 采用狀態(tài)空間平均法建立了逆變器平均模型，獲得了輸出電壓．濾波電感電流、共同導通時間、單極性SPWM波占空比等關鍵電路參數(shù)的設計準則和逆變器的外特性曲.原理試驗結果證實了理論分析的正確性 這類逆變器具有電路拓撲簡潔、兩級功率變換(DC/HFAC/LFAC)、雙向功率流、周波變換器實現(xiàn)了ZVS換流、單極性SPWM波等優(yōu)點，包括全橋全波式、全橋橋式兩種電路,前者適用于低壓輸出逆變場臺，后者適用于高壓輸出逆變場合。
關鍵詞：單極性移相控制；高頻脈沖交流環(huán)節(jié)；逆變器；周波變換器；軟換流
O 引言
傳統(tǒng)的逆變器雖然技術成熟可靠、應用廣泛，但存在體積大且笨重、音頻噪音大、系統(tǒng)動態(tài)特性差等缺點.用高頻變壓器替代傳統(tǒng)逆變器中的工頻變壓器，克服了傳統(tǒng)逆變器的缺點，顯著提高了逆變器的特性。
單向電壓源高頻環(huán)節(jié)逆變器[1]具有單向功率流、三級功率變換(DC/HFAC/DC/LFAC).變換效率和可靠性不夠理想、但應用較廣泛等特點；高頻脈沖直流環(huán)節(jié)逆變器[1]有效地解決了單向電壓源高頻環(huán)節(jié)逆變器的開關損耗和電磁干擾問題，具有優(yōu)良的綜合性能．適用于單向功率流逆變場合；高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器[2][3]具有雙向功率流、兩級功率變換(DC/HFAC/LFAC)、變換效率和可靠性高等特點，但存在周波變換器器件換流時導致的電壓過沖現(xiàn)象等缺點，通常需要采用緩沖電路或有源電壓箝位電路來吸收存儲在 感中的能量．從而降低了變換效率或增添了電路的復雜性。因此.在不增加電路拓撲復雜性的前提下，如何解決高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器固有的電壓過沖現(xiàn)象和實現(xiàn)周波變換器的軟換流，是這類逆變器的研究重點。
借鑒高頻脈沖直流環(huán)節(jié)逆變器的思想，如果高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器的周波變換器換流，是在前級輸出的雙極性三態(tài)高頻脈沖交流電壓渡為零期間進行,那么就可以實現(xiàn)周波變換器的ZVS換流.本文主要開展這類逆變器原理特性、關鍵電路參數(shù)準則與原理試驗研究，為正確設計這類逆變器奠定了技術基礎。
l 電路拓撲與單極性移相控制原理
1.l 電路拓撲
高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器．如圖l所示。這類逆變器由高頻逆變器、高頻變壓器、周波變換器構成，具有電路拓撲簡潔,兩級功率變換(DC/HFAC/LFAC)，雙向功率流、變換效率高等優(yōu)點圖1(a)全橋全波式電路功率開關數(shù)少、電壓應力高、變壓器繞阻利用率低、適用于低壓輸出場合，圖l(b)全橋橋式電路的特點與全橋全波式電路正好相反。
1.2單極性移相控制原理
以全橋全波式電路為例，其單極性移相控制原理，如圖2所示。
逆變器將輸入電壓Uiymf 制成雙極性三態(tài)的電壓波uEF,周波變換器將此電壓波解調成單極性SPWM波，經輸出濾波后得到正弦電壓u0。．周波變換器功率開關在UEF為零期間進行ZVS換流.逆變器右橋臂相對左橋臂存在移相角θ，而且輸出濾波器前端電壓為單極性SPWM波，故為單極性移相控制。Ugsl與Ugs4,Ugs2與ugs3之間在一個開關周期Ts內的共同導通時間為Tcom=Ts(180。-θ=/(2×180。) (1)
當輸入電壓Ui降低或負載變大時，導致輸出電壓Uo．降低，閉環(huán)反饋控制使得移相角θ減小、共同導通時間Tcom增大，從而使得輸出電壓增大。因此．調節(jié)移相角θ可實現(xiàn)輸出電壓的穩(wěn)定。
2 穩(wěn)態(tài)原理與外特性
2.1 穩(wěn)態(tài)原理
以輸出電uo>O、濾波電感電流iLf>0為例．穩(wěn)態(tài)工作且輸出濾波電感電流連續(xù)時．一個開關周期內的6個開關狀態(tài)電路，如圖3(a)～(f)所示.圖3(a)、(b)、(d)、(e)和圖3(c)、(f)可分別用圖3(g)、(h)所示等效電路表示，其中r為包括變壓器繞阻電阻、漏抗、功率開關通態(tài)電阻、濾波電感寄生電阻等在內的等效電阻.由于開關頻率fs遠大于輸出濾波器截止頻率和輸出電壓的頻率，因此，在一個開關周期內輸出電壓uo可看成恒定量，可用狀態(tài)空間平均法建立輸出電壓、濾波電感電流的定量關系式.
Fig.3 The switching state circuits and equivalent circuits
式中：D為濾波器前端電壓SPWM波在一個開關周期內的占空比，即D=2Tcom/Ts=（180°-θ）/180°。
2.2 穩(wěn)態(tài)時逆變器外特性
2.2.l 理想情形(r=O)
由式(7)可知，理想情形且CCM模式時逆變器的外特性為Uo=DUiN2/N1 (8)
濾波電感電流臨界連續(xù)和DCM模式時一個開關周期內的原理波形,如圖4所示.
Fig.4 The filter inductance current waveforms in critically CCM and DCM
摘 要：深入分析研究了高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器穩(wěn)態(tài)原理特性與單極性移相控策略 采用狀態(tài)空間平均法建立了逆變器平均模型，獲得了輸出電壓．濾波電感電流、共同導通時間、單極性SPWM波占空比等關鍵電路參數(shù)的設計準則和逆變器的外特性曲.原理試驗結果證實了理論分析的正確性 這類逆變器具有電路拓撲簡潔、兩級功率變換(DC/HFAC/LFAC)、雙向功率流、周波變換器實現(xiàn)了ZVS換流、單極性SPWM波等優(yōu)點，包括全橋全波式、全橋橋式兩種電路,前者適用于低壓輸出逆變場臺，后者適用于高壓輸出逆變場合。
關鍵詞：單極性移相控制；高頻脈沖交流環(huán)節(jié)；逆變器；周波變換器；軟換流
O 引言
傳統(tǒng)的逆變器雖然技術成熟可靠、應用廣泛，但存在體積大且笨重、音頻噪音大、系統(tǒng)動態(tài)特性差等缺點.用高頻變壓器替代傳統(tǒng)逆變器中的工頻變壓器，克服了傳統(tǒng)逆變器的缺點，顯著提高了逆變器的特性。
單向電壓源高頻環(huán)節(jié)逆變器[1]具有單向功率流、三級功率變換(DC/HFAC/DC/LFAC).變換效率和可靠性不夠理想、但應用較廣泛等特點；高頻脈沖直流環(huán)節(jié)逆變器[1]有效地解決了單向電壓源高頻環(huán)節(jié)逆變器的開關損耗和電磁干擾問題，具有優(yōu)良的綜合性能．適用于單向功率流逆變場合；高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器[2][3]具有雙向功率流、兩級功率變換(DC/HFAC/LFAC)、變換效率和可靠性高等特點，但存在周波變換器器件換流時導致的電壓過沖現(xiàn)象等缺點，通常需要采用緩沖電路或有源電壓箝位電路來吸收存儲在 感中的能量．從而降低了變換效率或增添了電路的復雜性。因此.在不增加電路拓撲復雜性的前提下，如何解決高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器固有的電壓過沖現(xiàn)象和實現(xiàn)周波變換器的軟換流，是這類逆變器的研究重點。
借鑒高頻脈沖直流環(huán)節(jié)逆變器的思想，如果高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器的周波變換器換流，是在前級輸出的雙極性三態(tài)高頻脈沖交流電壓渡為零期間進行,那么就可以實現(xiàn)周波變換器的ZVS換流.本文主要開展這類逆變器原理特性、關鍵電路參數(shù)準則與原理試驗研究，為正確設計這類逆變器奠定了技術基礎。
l 電路拓撲與單極性移相控制原理
1.l 電路拓撲
高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器．如圖l所示。這類逆變器由高頻逆變器、高頻變壓器、周波變換器構成，具有電路拓撲簡潔,兩級功率變換(DC/HFAC/LFAC)，雙向功率流、變換效率高等優(yōu)點圖1(a)全橋全波式電路功率開關數(shù)少、電壓應力高、變壓器繞阻利用率低、適用于低壓輸出場合，圖l(b)全橋橋式電路的特點與全橋全波式電路正好相反。
1.2單極性移相控制原理
以全橋全波式電路為例，其單極性移相控制原理，如圖2所示。
逆變器將輸入電壓Uiymf 制成雙極性三態(tài)的電壓波uEF,周波變換器將此電壓波解調成單極性SPWM波，經輸出濾波后得到正弦電壓u0。．周波變換器功率開關在UEF為零期間進行ZVS換流.逆變器右橋臂相對左橋臂存在移相角θ，而且輸出濾波器前端電壓為單極性SPWM波，故為單極性移相控制。Ugsl與Ugs4,Ugs2與ugs3之間在一個開關周期Ts內的共同導通時間為Tcom=Ts(180。-θ=/(2×180。) (1)
當輸入電壓Ui降低或負載變大時，導致輸出電壓Uo．降低，閉環(huán)反饋控制使得移相角θ減小、共同導通時間Tcom增大，從而使得輸出電壓增大。因此．調節(jié)移相角θ可實現(xiàn)輸出電壓的穩(wěn)定。
2 穩(wěn)態(tài)原理與外特性
2.1 穩(wěn)態(tài)原理
以輸出電uo>O、濾波電感電流iLf>0為例．穩(wěn)態(tài)工作且輸出濾波電感電流連續(xù)時．一個開關周期內的6個開關狀態(tài)電路，如圖3(a)～(f)所示.圖3(a)、(b)、(d)、(e)和圖3(c)、(f)可分別用圖3(g)、(h)所示等效電路表示，其中r為包括變壓器繞阻電阻、漏抗、功率開關通態(tài)電阻、濾波電感寄生電阻等在內的等效電阻.由于開關頻率fs遠大于輸出濾波器截止頻率和輸出電壓的頻率，因此，在一個開關周期內輸出電壓uo可看成恒定量，可用狀態(tài)空間平均法建立輸出電壓、濾波電感電流的定量關系式.
Fig.3 The switching state circuits and equivalent circuits
式中：D為濾波器前端電壓SPWM波在一個開關周期內的占空比，即D=2Tcom/Ts=（180°-θ）/180°。
2.2 穩(wěn)態(tài)時逆變器外特性
2.2.l 理想情形(r=O)
由式(7)可知，理想情形且CCM模式時逆變器的外特性為Uo=DUiN2/N1 (8)
濾波電感電流臨界連續(xù)和DCM模式時一個開關周期內的原理波形,如圖4所示.
Fig.4 The filter inductance current waveforms in critically CCM and DCM
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