TLP120GB-TPL斜率變小,放大系數(shù)也減小。

為了調(diào)整Kf的大小,可以采用二種方法。一種是采用中間抽頭的反饋繞組,即可改變反饋繞組的匝數(shù);另一種是在一部分或全部反饋繞組兩端并聯(lián)一個(gè)可調(diào)電阻,調(diào)節(jié)電阻的大小即可改變通過反饋繞組的電流rf,從而調(diào)整Kf。

反饋磁放大器性能參數(shù)的計(jì)算,對于反饋磁放大器理論的等安匝關(guān)系,即r′gO=o,則式(5-14)變?yōu)閞g″g(1―Kf)=rk″k。根據(jù)各放大系數(shù)的定義,可求得反饋磁放大器的性能參數(shù)。為了與無反饋磁放大器參數(shù)有區(qū)別,帶反饋磁放大器的參數(shù)一律在其符號的右上方加標(biāo)“※”號。

電流放大系數(shù):

Κ∫=ig/ik=wk/wg=Κ・5-5)

上面三式中的k1、Ku、KP分別是無反饋磁放大器理想的電流放大系數(shù)、電壓放大系數(shù)和功率放大系數(shù)。

時(shí)間常數(shù):式中,RJ是反饋磁放大器工作回路內(nèi)的總電阻,它包括了負(fù)載電阻Rfz,二個(gè)工作繞組的電阻2rg’以及反饋繞組和整流器的電阻rf。若反饋繞組和整流器的電阻被忽略時(shí),Rf=Rg,即反饋磁放大器工作回路內(nèi)的總電阻與無反饋時(shí)一樣時(shí),則式(5-18)可以表示為

Tr=Tkt              (5-18)

式中,民是無反饋時(shí)的時(shí)間常數(shù)。

品質(zhì)因數(shù),電壓放大系數(shù),功率放大系數(shù),

式中,叩頭是反饋磁放大器工作回路的效率,u=Rfz/Rt,當(dāng)反饋繞組和整流器的電阻可忽略時(shí),7*=7,則式(5-19)可以表示為

式中,叩是無反饋時(shí)磁放大器工作回路的效率。

根據(jù)以上分析得到下列結(jié)論:

采用正反饋可以提高電流放大系數(shù)和電壓放大系數(shù)1/(1-Kf)倍,可以提高功率

放大系數(shù)1/(1-kf)2倍。反饋系數(shù)Kf越接近于1,則放大系數(shù)越高。

采用正反饋將增大時(shí)間常數(shù),增大的倍數(shù)是1/(1-kf)。

采用正反饋提高了品質(zhì)因數(shù)。很明顯,磁放大器的功率放大系數(shù)一定時(shí),采用正

反饋是減小磁放大器時(shí)間常數(shù)的有效措施。例如采用正反饋,且Kf=0.9,則在功率放大系數(shù)不變的情況下時(shí)間常數(shù)將縮短為原來的1/10。

自飽和磁放大器,前面分析的SR式普通磁放大器工作時(shí),在一個(gè)鐵心飽和另一個(gè)鐵心不飽和階段內(nèi),自然那個(gè)沒有飽和鐵心上交流繞組通流產(chǎn)生的交變磁感應(yīng)會在其控制繞組上產(chǎn)生削弱控制信號的感應(yīng)電勢,使這類磁放大器的放大系數(shù)的提高受到限制。

自飽和磁放大器的每個(gè)交流繞組內(nèi)都接入一個(gè)單向?qū)щ姷恼髌鞑⑦m當(dāng)?shù)剡B接,使得交流電源的每個(gè)半周內(nèi)只有一個(gè)交流繞組能通流,這樣沒有通流的交流繞組與其控制繞組之間就不存在磁的耦合。這類磁放大器的放大系數(shù)可大大提高,原理線路于圖5-15所示。

很明顯,在這種線路中,交流電源的正負(fù)半周″~  R‘z內(nèi),分別只能有一個(gè)整流器導(dǎo)通。若A鐵心上的工作繞組WgA導(dǎo)通而使A鐵心進(jìn)入飽和時(shí),B鐵心上的工作繞組Wg的整流器便不能導(dǎo)通,被阻塞于電源電壓的半周之外。雖然A鐵心進(jìn)入飽和,B鐵心沒有飽和,但流過Rfz的電流不再流過ug’于是Wg與ukA和uk之間的耦合作用也就消失。在A、B鐵心均不飽和階段(即激磁階段),雖然A鐵心的控制繞組中會有感應(yīng)電勢,然而B鐵心的控制繞組可以起到限制作用,這樣,控制回路只流過對應(yīng)于磁滯回線寬度的電流。在電源的另一半周內(nèi),WgA被阻塞,ukA同樣地用來限制B鐵心沒有飽和階段在控制回路里所產(chǎn)生的感應(yīng)電勢。這樣一來,這種線路完全擺脫了等安匝的制約而有較大的放大系數(shù)。

自飽和磁放大器的基本線路和接線原則,常見的幾種典型自飽和磁放大器的線路圖。