整體增益或比ω cH小許多的增益交叉頻率需要環(huán)路濾波器,這可以是個簡單的集成,足夠的余裕以提供在ωcd的抗混疊濾波來避免混疊和確保適當(dāng)?shù)难h(huán)運(yùn)行。一個高階的環(huán)路濾波器能提供更好的衰減,但隨之增加的相位延遲會限制潛在的跟蹤帶寬的改善。對于ωcd=2π×z~s0Hz,約笏Hz的跟蹤帶寬或約6ms的穩(wěn)定時間常數(shù)是可實現(xiàn)的。

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   a)靜態(tài)失配是完全可以恢復(fù)的 b)寬帶變化小于ωcd的動態(tài)失配是完全可以恢復(fù)的c)寬帶變化大于ωc扌的動態(tài)失配導(dǎo)致的重疊頻譜分量是不完全可以恢復(fù)的

   現(xiàn)在我們轉(zhuǎn)為討論有關(guān)實際信號合成、解調(diào)和濾波的問題,以及有限的力反饋開環(huán)增益和大慣性力的潛在干擾的影響。

   實際信號合成、解調(diào)和濾波

   如圖5.18所示,在環(huán)路濾波器之前的一個偏置是無法從實際誤差信號中分辨出來的,因此它是系統(tǒng)頻率偏置的一個來源。在實驗原型中的校準(zhǔn)信號合成、解調(diào)和環(huán)路濾波的數(shù)字化實現(xiàn),避免了模擬實現(xiàn)中會出現(xiàn)的大量偏置。即使隨著數(shù)字化的實現(xiàn),生成一個由式(5.9)給出的帶精確振幅比的校準(zhǔn)信號也是有困難的。使用相等振幅的基調(diào)(bne)是非常便利的,并且允許校準(zhǔn)信號直接用于解調(diào),產(chǎn)生了如圖5.19所示中更簡化的系統(tǒng)實現(xiàn)。當(dāng)v1=餳,基于前述式(5.8)的定義,基調(diào)頻率有下列關(guān)系:圖5,19 具有數(shù)字合成等幅度基調(diào)和數(shù)字實現(xiàn)的解調(diào)器和環(huán)路濾波器的實際估計器這里近似假定ωcd遠(yuǎn)小于ωd,我們?yōu)楹喕雎粤嗽鲆嬉蜃��；旧?使用相等的振幅引人了一個頻率偏置從而迫使檢測諧振頻率比驅(qū)動頻率略高。幸運(yùn)的是,如果基調(diào)位于期望信號帶以外,誤差相對于信號帶寬是可以忽略的,正如下列例子說明,在消費(fèi)類和汽車行業(yè)應(yīng)用中典型的帶寬是⒛Hz,在驅(qū)動頻率15kHz下,在期望的帶寬外選擇ωcd=2π×z~sOHz安置導(dǎo)頻基調(diào),將會導(dǎo)致一個O。013%或者2Hz的偏置。