KLM8G1WEPD-B031用電設(shè)各通過電源的耦合干擾的最理想的辦法是對每個電子電路用單獨的電源供電,但從成本和體積方面考慮, 電源這種做法是不實際的。除非對敏感性特別高的電路采用這種特殊措施之外,一般采用去耦合電路。為了減小供地電系統(tǒng)的噪聲耦合,可在每個電路上或每組電路上采取去耦措施。用阻容和感容去耦網(wǎng)絡(luò),可把電路與供電電源隔離開,以消除電路之間的耦合,避電源免噪聲進入電路。圖10-31給出了這兩種去耦電路。

圖10-31(a)的R―C濾波器中的電阻產(chǎn)生的壓降,將降低電源的供電地電壓。正因為如此,使這種去耦方式的大量推廣受到限制。

圖10-31(b)是L電源去耦電路―C濾波器,在同樣壓降的條件下,其(a)R-C去耦,(b)L-C去耦。

濾波性能有很大提高,特別是在高頻時更為優(yōu)越。這種L-C濾波器有個諧振頻率,要注意把這個諧振頻率降低到電路所要傳輸的信號通頻帶以下。

具有感性負載觸點瞬態(tài)噪聲的抑制,任何開關(guān)器件當(dāng)斷開或合上時,都會產(chǎn)生瞬態(tài)效應(yīng)。當(dāng)一個連接電感性負載的開關(guān)斷開時,在電感負載上流動的電流突然被中斷,瞬間在電感中會產(chǎn)生與原來電流方向相反的沖擊電流,在電感兩端形成一種反沖電壓,如圖10-32所示。圖中(a)為電感負載回路,(b)為電感反沖電壓的波形。反沖電壓的大小由式(10-15)所決定。

vl=-ldi/dt               (10-15)

由式(10-15)可見,反沖電壓的太小與電感負載的電感量L和電流衰減的速率dF/dt成正比。由于電感量工是一個確定的數(shù)值,所以反沖電壓vl的大小完全取決于dJ/dt的大小。如果開關(guān)斷開時電感電流瞬間由某一起始值減小為零,則d0/d彥就很大,反沖電壓yz也可達很大的數(shù)值,其幅值可比電源電壓高10~100倍。這種反沖浪涌電壓會在電路內(nèi)引起干擾。事實上在第二章的2.6。3節(jié)中所分析過的過電壓,便是在熄弧時間過短時在電感上所產(chǎn)生的反沖電壓。反沖電壓加在開關(guān)觸點間隙上,觸點間隙中就會形成火花放電,如圖10-33所示。圖中(a)所示的為觸點電壓的變化情況;圖(b)所示的是觸點間隙中流過的電流的波形;圖(c)是鄰近的導(dǎo)體所感應(yīng)的噪聲波形。觸點從彥=莎0開始分離,在①點就開始火花放電,觸點間電壓瞬間變?yōu)榱?但馬上又升高到②點再次放電,到③、④點又這樣重復(fù)放電。由于觸點間隙逐漸拉大,放電中壓也逐漸升高。當(dāng)觸點間電壓大于300V左右時,到達⑤點處呈現(xiàn)輝光放電,直到將電感中的儲能釋放完為止,這時觸點也完全斷開�；鸹ǚ烹姇a(chǎn)生強烈的高頻輻射噪聲,輝光放電是更強烈的噪聲源。

電感負載斷開時的反沖電壓,(a)電感負載回路;(b)電感上的反沖電壓。

0v反沖電壓的。抑制電路有多種形式,如果情況不嚴重的話,把抑制電路并接在電感負載的兩端要比并接在觸點上更經(jīng)濟些,因為,一般觸點數(shù)目是比較多的。表10一4列出電感負載的幾號0→1的跳變必然使CPO產(chǎn)生一個1→0的跳變,所以cpO=1。然后將cP0和現(xiàn)態(tài)Ol=0代人式(6.4.6),得到0:+l=1。類似地,根據(jù)式(6.4.5),由于O2=Ql=00=0 i CP2為0,此時CLK的任何變化都不會使CP2產(chǎn)生下降沿,故cp2=0,FF2不會改變狀態(tài),o:+l=0。這時9再根據(jù)式(6.4.4)確定吼:因為00是0→1跳變,所以cpl=0,Q1也將保持原狀。CLK信號第一個上升沿到來后,電路狀態(tài)改變?yōu)?01。依此類推,可得電路的完全狀態(tài)表,如表6.4.2所示。

沿后,電有效循環(huán)狀態(tài)完全狀態(tài)圖

邏輯功能分析,由狀態(tài)圖可知,圖6.4.4所示的電路是一個異步五進制加計數(shù)電路。